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LLC原理与设计
导读：LLC原理与设计，但工作中发现很多工程师对LLC的原理和设计不是很了解，所以开个帖子跟大家一起讨论下LLC这个拓扑的原理和设计，对于LLC的参数设计，LLC变换器最关键的LLC谐振槽路的设计，因此为了更好的研究LLC谐振槽路的特性及设计，在设计中，LLC原理与设计记得十年前，LLC还只是停留在大学的实验室里面。今天，LLC已经作为一种优秀的拓扑被业界所广泛的接受和使用。不得不感慨技术发展的速度
LLC原理与设计
记得十年前，LLC还只是停留在大学的实验室里面。今天，LLC已经作为一种优秀的拓扑被业界所广泛的接受和使用。不得不感慨技术发展的速度。也正说明了LLC是一种非常优秀的拓扑，才能在如此短的时间里得到大家的认可。虽然今天LLC已经被广泛的使用，但工作中发现很多工程师对LLC的原理和设计不是很了解。所以开个帖子跟大家一起讨论下LLC这个拓扑的原理和设计。
要了解LLC，就要先了解软开关。对于普通的拓扑而言，在开关管开关时，MOSFET的D-S间的电压与电流产生交叠，因此产生开关损耗。。
为了减小开关时的交叠，人们提出了零电流开关（ZCS)和零电压开关(ZVS)两种软开关的方法。对于ZCS：使开关管的电流在开通时保持在零，在关断前使电流降到零。对于ZVS:使开关管的电压在开通前降到零，在关断时保持为零。
最早的软开关技术是采用有损缓冲电路来实现。从能量的角度来看，它是将开关损耗转移到缓冲电路中消耗掉，从而改善开关管的工作条件。这种方法对变换器的效率没有提高，甚至会使效率降低。目前所研究的软开关技术不再采用有损缓冲电路，这种技术真正减小了开关损耗，而不是损耗的转移，这就是谐振技术。而谐振变换器又分为全谐振变换器，准谐振变换器，零开关PWM变换器和零转换PWM变换器。全谐振变换器的谐振元件一直谐振工作，而准谐振变换器的谐振元件只参与能量变换的某一个阶段，不是全程参与。零开关PWM变换器是在准谐振的基础上加入一个辅助开关管，来控制谐振元件的谐振过程。零转换PWM变换器的辅助谐振电路只是在开关管开关时工作一段时间，其它时间则停止工作。
全谐振变换器主要由开关网络和谐振槽路组成，它使得流过开关管的电流变为正弦而不是方波，然后设法使开关管在某一时刻导通，实现零电压或零电流开关。
对于LLC而言，通常让开关管在电流为负时导通。在导通前，电流从开关管的体内二极管流过，开关管D-S之间电压被箝位在0V（忽略二极管压降），此时开通二极管，可以实现零电压开通；在关断前，由于D-S间的电容电压为0v而且不能突变，因此也近似于零电压关断。
为了减小开关时的交叠，人们提出了零电流开关（ZCS)和零电压开关(ZVS)两种软开关的方法。对于ZCS：使开关管的电流在开通时保持在零，在关断前使电流降到零。对于ZVS:使开关管的电压在开通前降到零，在关断时保持为零。
最早的软开关技术是采用有损缓冲电路来实现。从能量的角度来看，它是将开关损耗转移到缓冲电路中消耗掉，从而改善开关管的工作条件。这种方法对变换器的效率没有提高，甚至会使效率降低。目前所研究的软开关技术不再采用有损缓冲电路，这种技术真正减小了开关损耗，而不是损耗的转移，这就是谐振技术。而谐振变换器又分为全谐振变换器，准谐振变换器，零开关PWM变换器和零转换PWM变换器。全谐振变换器的谐振元件一直谐振工作，而准谐振变换器的谐振元件只参与能量变换的某一个阶段，不是全程参与。零开关PWM变换器是在准谐振的基础上加入一个辅助开关管，来控制谐振元件的谐振过程。零转换PWM变换器
的辅助谐振电路只是在开关管开关时工作一段时间，其它时间则停止工作。
全谐振变换器主要由开关网络和谐振槽路组成，它使得流过开关管的电流变为正弦而不是方波，然后设法使开关管在某一时刻导通，实现零电压或零电流开关。
对于LLC而言，通常让开关管在电流为负时导通。在导通前，电流从开关管的体内二极管流过，开关管D-S之间电压被箝位在0V（忽略二极管压降），此时开通二极管，可以实现零电压开通；在关断前，由于D-S间的电容电压为0v而且不能突变，因此也近似于零电压关断。
从上面的分析可以看出，要实现零电压开关，开关管的电压必须滞后于电流。因此必须使谐振槽路始终工作在感性状态。
对于LLC，其变压器可以等效为激磁电感与理想变压器的并联。当工作在重载的情况下的时候，由漏感，谐振电容和负载构成串联谐振回路。
谐振频率为:
当LLC工作在空载的时候，由漏感，激磁电感和谐振电容构成串联谐振回路。
谐振频率为：
从上面我们可以看到在空载时的谐振频率要低于带载时的谐振频率。从其本质上看，LLC电路实际上就是有两个谐振点的串联谐振电路。
对于谐振电路而言，要使其呈现感性状态，必须使外加激励的频率高于谐振频率。因此对于LLC，其最小开关频率不能低于fR2. 从开关频率与谐振频率的关系来看，LLC的工作状态分为fs=fR1, fs&fR1,fR2
首先我们来看一下当fs=fR1时的情况，此时LLC工作在完全谐振状态。下面是当fs=fR1时的工作波形。
在t0时刻前。上管Q1关断，下管Q2导通。谐振电流通过Q2流通，变压器向副边传递能量，副边二极管D2导通向负载提供能量。变压器原边被副边电压箝位，激磁电流线性上升。
由于fs=fR1，在t1时刻正好完成半个周期的谐振，谐振电流与激磁电流刚好相等。变压器副边无电流，二极管D2自然关断，实现ZCS。在死区时间t0-t1时段内，激磁电流给Q1,Q2的输出电容Coss1和Coss2充电，当Coss1两端的电压为0V时，Q1的体二极管导通，电流通过体二极管流通，在t1时刻让Q1导通，便可实现Q1的ZVS
当Q1导通后，谐振电流通过Q1反向流通，谐振电流大于激磁电流，副边二极管D1导通向负载提供能量。
随着谐振电流逐渐增大，到t2时刻，谐振电流为正，顺向流过Q1，直至Q1关断。
t3-t4为死区时间，过程与t0-t1时段相同。随后下管Q2开通，开始另一半周的工作，其过程与Q1导通期间的过程相同。从上面的波形可以看到，当fs=fR1的时候，原边电流波形为
正弦波，Q1,Q2都是ZVS,副边二极管D1,D2都是ZCS。
好久没更新了，接下来我们讲一下在fs&fR1时的工作情况。当fs=fR1,fs&fR1时，励磁电感不参与谐振，其特性就是一个串联谐振的特性。
在t0时刻前，Q1关断，Q2导通，谐振电流通过变压器耦合到副边，副边二极管D1关断，D2导通，向负载传递能量。变压器两端的电压被输出箝位，励磁电流线性增大。
到t0时刻，下管Q2关断。原边谐振电流向Coss1和Coss2充电，使Q1两端电压在死区结束前能降到0。由于fs&fR1,此时谐振电流大于励磁电流。因此谐振电流迅速减小到励磁电流。在谐振电流减小到励磁电流前，变压器副边仍有电流流动，变压器原边仍被箝位，因此谐振电流的下降斜率为（Vc-n.Vo)/Lr, Vc为谐振电容上的电压。副边整流二极管D2上的电流逐渐减小，当协整电流等于励磁电流的时候，D2的电流减小到0，实现ZCS.
在t1时刻前，Q1两端的电压为零，励磁电流通过Q1的体二极管流通。此时使Q1开通，Q1便是ZVS。Q1导通后，Ls,Cr开始另一半周的谐振。副边二极管D1导通。
在t2时刻，谐振电流反向。直至t3时刻Q1关断，开始另一半周的工作，其工作过程与t0-t3相同。
由上面的分析和波形可以看出，当fs&fR1时，LLC原边实现ZVS，副边实现ZCS，副边二极管工作在电流断续的状态。
我们再来看一下当fR2
在t0时刻，上管Q1导通，下管关断。Ls与Cr谐振，谐振电流反向流过Q1，副边二极管D1导通，向负载提供能量。变压器原边被输出箝位，励磁电流线性增大。
在t1时刻，谐振电流反向，正向通过Q1。
在t3时刻，Q1关断。原边电流向Coss2充电，使下管Q2能实现零电压开通。
t4时刻，Q2导通，开始另一半周的工作。其过程与t0-t4相同。
对于LLC的参数设计，主要是确定：1，所希望的特性，轻载和满载的特性，取决于K和Q；2，工作点，开关频率是高于谐振频率还是低于谐振频率，主要取决于变压器的匝比；3，确定参数，漏感和励磁电感的大小，谐振电容的容值。
从前面的分析我们可以看到，LLC变换器最关键的LLC谐振槽路的设计。对于半桥网络，只提供一个频率可变，50%占空比的方波激励。对于理想变压器和输出整流网络，其增益是固定不变的。因此为了更好的研究LLC谐振槽路的特性及设计，我们需要简化LLC谐振槽路的输
入输出模型。对于谐振槽路，起主导作用的是激励的基波成分。因此我们用基波等效（FHA)来等效输入模型。
上面是一个LLC的电路，我们可以等效为如下的等效电路。
对于谐振槽路的输入端，也就是Q1,Q2连接点，我们通常称为半桥中点，其电压波形为一个幅值为Vdc的方波，
经过傅里叶分解，我们可以得到它的基波为：
其有效值为
由于变压器副边绕组的电流为正弦波，对于全桥整流电路，
此分析同样适用于全波整流，因此
得到输入输出的等效后，我们可以计算谐振槽路的增益。
从归一化的增益公式，我们可以看到，影响LLC增益的因素有fn,k,Q. 对于fn,通常我们希望它稳态时为1。所以我们先来讨论下k的影响。我们可以改变k的数值，得到不同的Q值曲线图。
从上面不同的Q值曲线上，我们可以看到，k值越小，Q值曲线越陡峭，要获取相同增益时，频率变化越小。
那么K值是不是越小越好呢？答案是K值并不是越小越好。K值越小，意味着相对于相同的Lr, 励磁电感Lm要越小，开关管的损耗会增大。所以通常情况下，我们把K值取在3-7之间。
当我们确定K值后，就可以得到一组Q值曲线。我们如何去理解这个Q值曲线呢？当我们的输入和输出电压固定的时候，并且变压器变比固定的时候，根据上面的公式，我们是可以得到一个固定的我们所需要的谐振槽路的增益M。当对应于某一个输入电压时，我们需要谐振槽路提供的增益为Mx.我们可以在Q值曲线上画一条Mx的直线，Mx这条直线和Q值曲线相交的点，就是LLC在不同负载下的工作点。
从图上我们可以看到，当负载增大时，Q值也增大，Q值曲线左移，Q值曲线与Mx相交点的
频率是降低的。因此我们可以看到当负载增加的时候，LLC的工作频率是减小的。从物理意义上来讲，当负载阻抗Rac减小的时候，Lr与Cr构成的串联谐振回路上的阻抗也要减小，以维持Rac上得到的分压不变。只有通过降低频率才能使Lr和Cr构成的串联阻抗减小。因此，当负载加重时，LLC的开关频率是减小的；当负载减轻的时候，LLC的开关频率是增大的。 从上面的分析我们可以看到，当输入输出电压，负载以及变压器变比确定的时候，LLC的开关频率就确定了，也就是LLC的工作点是确定的了。那么我们如何去调整这个工作点呢？ 从上面的分析可以看出，LLC的工作点与增益有关。当谐振参数确定后，唯一能改变增益的就是变压器的变比。因此要改变LLC的开关频率，只有通过改变变压器的匝比来实现。 对于LLC，还有一个很重要的参数就是Q值。我们来看一下熟悉的Q值曲线，从曲线上我们可以看到，Q值越小，Q值曲线越陡峭，Q值曲线的右侧为ZVS区域。因此我们可以找到Q值取值的最大值Qmax，它为LLC最大的直流增益Mmax与Q值曲线相交的最大值，这一点是保证在Mmax下，也就是对应最小频率下能实现ZVS的临界条件。如果选择的Q值大于Qmax, LLC将会进入ZCS区域。
可以通过对LLC谐振槽路的等效阻抗推导出Qmax.
在设计中，为了留有一定的裕量，我们通常取Q值为Qmax的90%-95%。
不管在哪个频率段，副边二极管始终是ZCS。对于单个次级二极管而言，电流始终是断续的。不知道你为什么觉得是0.5fr1? 0.5fr1也不一定就大于fr2,这要看Lm和Lr的比例。 对于死区时间，是llc的一个重要参数。它跟励磁电流，MOSFET的输出电容和线路寄生电容有关。要使llc实现软开关，就要使得在死区时间内，励磁电流能抽走或者充满MOSFET的输出电容和线路上的寄生电容，才能使得LLC的mosfet的D-S两端电压能达到0v。但是如果死区时间太大的话，会使得半桥的电压利用率降低，使得原边电流增大，不利于提高效率。所以要选择合适的死区时间。不过由于LLC变压器的励磁电感比较小，励磁电流比较大，死区时间比较小。对于OCL,不知道你指的是什么。负载电流的平均值是由负载决定的，但有效值是随波形变化的。在开关频率高于谐振频率时，由于原边电流连续，副边电流相对比较平缓，有效值较低，效率相对会比较高点
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关于LLC谐振变换器的再讨论
关于LLC谐振变换器的再讨论
LLC谐振变换器,去年热了好一阵子,今年好象冷了下来.
贴子/bbs/d/39/78757.html太长,我再开个新头.
LLC-SRC的设计方程式
Coss是MOS管的寄生电容，Cstray是半桥中点对地的等效寄生电容
增益曲线用Matlab可以画出，楼下的应该是用Matlab画的
Coss是MOS的寄生电容，Cstray是半桥中点对地的等效寄生电容
增益曲线可以用Matlab画出，楼下的应该是用Matlab画的
先谢谢了，Coss是确定的，可以查mos的datesheet，但是Cstray是由什么决定的，如果不能精确知道是多少pf，请问计算的时候取的估计值的范围是多少pf，谢谢
Cstray是由PCB走线、变压器绕组等一些因素在半桥中点引起的寄生电容，我看ST的一些资料中，有用200pf的，也有用350pf的。
需要讨论的问题：
1. 工作频率如何选择？频率与MOS管、与电源功率的关系。
2. 品质因数Q值如何选择？有的说取Q=1，实际发现大功率电源Q=1将进入ZCS区，且杨博士的实例中，对于不同的LC搭配，Q的取值不同，最低曾取0.25，为什么？
3. K=Lp/Lr如何取值？多取4，好象也有问题。
依據個人的實測經驗,當要計算時先要看實務上自己的變壓器能有什麼特性,也就是Lr能夠提供多少,實際上目前的結構也只能達到100-120uH左右,如果想用外掛型的也要先看零件大小能做出功能嗎?所以當滿載時讓Q=1,零件的諧振頻率要低於滿載時頻率,Lm的大小就會受限於Lr的需求,能體會這一點就真正了解諧振變壓器的設計,當輸入電壓下降時Q一定會大於1的,這也是LLC的特性與缺點,最大頻率就看你能從IC中榨出多少,不是你想多少就有多少的.以上先提供參考.
事實上諧振點的左邊是留給輸入電壓下降時用的,不知你的體會與我相同嗎?所以如果正常電壓滿載時低於諧振頻率就不好,要調整回右邊才正確,你現在的現象是否常常IC或MOSFET無緣無故ON/OFF幾次就壞掉啊,希望能分享你失敗的經驗.PS:如何證實電路已經處於諧振的左邊與右邊??????重要觀念與體會哦.
左边有台阶，右边有削波，只有在谐振点上才是正弦波。
之所以希望工作在左边，是因为在左边时关断电流较小。
以上观点是否正确，请评论。
差不多，削波在工作频率大于谐振频率比较远的地方可以看到，尤其在轻载，关断电流小是一个，假负载可以做到很小也是一个，纯粹工作于右边区域的空载电压飙升会比较厉害
可以說一下你使用的IC是哪一個編號嗎?左邊右邊應該不是看電流波吧,電流一直是弦波的,空載時會比較接近三角波那是激磁電流留下來的,注意電路Q值的變化才是重點,只是Q值要從哪裡看.....一定要實做超簡單的.
work frequency 主要根據core loss 來個 trade-off,generally about 90khz-100khz,
揚波的論文對實記design help 有限了
提供一篇最新連結,about llc resonant
http://scholar.lib.vt.edu/theses/available/etd-218/unrestricted/Lubing_dissertation.pdf
漏感=115uH，原边电感=946uH
是怎么算出来的呢？
我是用论坛上发的ST公司L6599参数计算的Excel文件算的。
由于我要调试的那个电源是DC110v输入，24v/21A输出，输入电压有点低，又碰到如下问题
1、根据那个excel表格计算出来的Lr和Lm的值有点小，LR=2uH，Lm=10uH的样子，有没有办法把这些值增大一些，要提高频率可以把电容Cr减小，不知道怎么改？
2、这样我饶变压器的时候要加很厚的气息，带上1A 的负载以后，变压器（PQ50，够大了)下面那个磁心发热严重，工作频率是160kHZ；
3、请问一下这两种LLC拓扑有什么区别，哪个好点，主要是谐振电容的接法不一样；
是一樣的線路.
同样，Q值也要折衷选取。Q太大，最大增益太小；Q太小，则工作频率范围越宽。
其实保证工作在ZVS区域的Q值范围可以通过公式计算出来。
沉得好快，顶！
哈哈,還不到主流設計階段當然沉得很快,等吧....趁還沒有多少人會玩這玩意時多從老闆那拿一點,如果你是老闆就當我沒說,嘿嘿....
好主意！老板是不会干这样的具体事的。
再顶一下。
如果工作于谐振点上，负载的变化是不会影响输出电压的变化的，因此频率也不会变化。如果负载变化，影响了输出电压，而调整不了，那么电路就有问题了。
继续顶，我现在在调试一个LLC电源，500W，70V-110V直流电压输入，24V稳压输出，稳压精度正负0.5v；用的芯片是UC3863，目前在开环调试，LLC参数大体设计为；Cr=0.02uf，Lr=50uH（单独绕的），Lm=150uH，Fr=159KHZ，Fm=79KHZ；UC3863（价格30RMB，采购量小）的是调频控制的，可以设置最低和最高工作频率。
一下是我的调试过程：
1、我把最高频率设置为159KHZ，最低平率105KHZ，我把UC3863的反馈地方接低电压（地），此时驱动脉冲是最低频率105KHZ，最后的输出电压很低，能量没有通过变压器到次边去；
2、我把UC3863的反馈接入电压接芯片自己产生的5v基准电压，此时芯片输出的驱动脉冲频率是最高159KHZ，测试最后输出电压，满足要求
3、我把工作频率105KHZ不断调高，还是低于159KHZ，最后输出电压还是很低，而当工作频率调到或者高于159KHZ时候，输出电压升高，满足要求；
1、为什么在最低频率的时候没有电压输出或者输出电压很低，按照调频的说法，工作频率越低带的负载越大，开环的时候，输出电压越高才是。
2、电源开机的时候是工作在设定的工作频率范围的最低还是最高频率。
3、质疑工作频率在（Fm，Fr）之间能否实现ZVS。
先请教这几个问题，其他问题下次再请教
欢迎大家交流开关电源设计方面特别是LLC方面的知识和经验，以及saber应用。。电源开发设计与saber2QQ群：
你的电路可能进入ZCS区了，我明天上班后有空落实一下你的参数，有关资料不在手边。
谢谢井底蛙的回复，再问一下问题：
1、进入ZCS区是怎么判断的？最好能通过示波器来观察判断更好；
2、我看了st公司提供的一个关于工作频率在不同的阶段的说明资料，按照资料说的，工作频率可以工作在最底谐振频率Fm以上都可以，还要看具体的参数和电路要求，大家调试这种电源，空载，也就是工作频率最高都是在Fr吗？
要求，输入电压范围70V-110VDC，输出电压为24V稳压即可，稳压精度正负0.5V
电流波形可以在主电路对负极串联一只小电阻或康铜丝测量，然后与开关管的触发波形比较，看触发波形的下降沿对应的电流是否小于等于0？
正常情况，大家希望工作频率介于fm和fr之间。
继续顶，我现在在调试一个LLC电源，500W，70V-110V直流电压输入，24V稳压输出，稳压精度正负0.5v；用的芯片是UC3863，目前仿真闭环调试，LLC参数大体设计为；Cr=1.12uf，Lr=1uh，Lm=10uH，Fr=150KHZ；主控制芯片UC3863（价格30RMB，采购量小）的是调频控制的，可以设置最低和最高工作频率
以下是我想把工作频率在满载的时候工作在谐振频率以下做的仿真，增大了死区时间，调宽了芯片的工作频率范围，出现如下奇怪的波形，请指教：
这个问我仿真的时候，整体的电路图，反馈作得比较粗糙，因为saber里面我用TL431仿真的时候好像不多，就这样了，不知道补偿环节有是怎么设计的，我就随便加了个电容
这个图是谐振电感Lr，励磁电感Lm，以及整流二极管，变压器原边的电流波形
这个是上图放大以后的
这个是两个谐振电容C1/2r中间点的电压波形
Vout为输出电压波形，达到稳压值以后就下降
这个波形为下半桥的驱动和VDS的波形，怎么在开通的时候怎么错误的关断了，是不是谐振过头？
我再请教几个问题：
1、我现在没有lcr桥，这个是不是必需的（在调试llc电路中）；
2、我做仿真的时候怎么总是做不出来工作频率小于fr1的情况，该怎么样设置才能工作在region 2，比如调死区时间，负载我是加到最大了
还有什么可以设置的地方？
请井底蛙支招，先谢谢了！！！捷配欢迎您!
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　　Ｂｕｃｋ　ＺＶＳ　ＰＷＭ的主电路和工作波形，如图１所示，其中Ｕｉ为输人电源，Ｖ１为主管（包括其反并联Ｄｖ１），Ｄ１为续流二极管，Ｌｆ为，Ｃｆ为滤波，Ｒｌｄ为负载，Ｌｒ为谐振电感，Ｃｒ为谐振电容，构成半波式Ｂｕｃｋ　ＺＶＳ　ＱＲＣ。Ｖａ为辅助开关管，Ｄｖａ是Ｖａ的串联二极管。可以看出，Ｂｕｃｋ　ＺＶＳ　ＰＷＭ转换器实际上是在Ｂｕｃｋ　ＺＶＳＱＲＣ的基础上，在谐振电感Ｌｒ上并联了一只辅助开关管Ｖａ和二极管Ｄｖａ。
　　ＺＶＳ　ＰＷＭ转换器，在一个开关周期Ｔｓ中有５种开关模式，其等效电路如图２所示。
　　在分析之前假定所有的都是理想的，而且Ｌｆ》Ｌｒ。Ｌｆ足够大，则在一个开关周期中其电流保持为Ｉｏ不变，这样，Ｌｆ和Ｃｆ及负载电阻Ｒｌｄ可以看成是一个电流为Ｉｏ的恒流源。
　　物理量的定义为：
　　（１）特征阻抗
　　（２）谐振角频率
　　（３）谐振频率
　　（４）谐振周期
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线性电源的工作原理是首先将127 V或者220 V市电通过变压器转为低压电，比如说12V，而且经过转换后的低压依然是AC;然后再通过一系列的二极管进行矫正和整流，并将低压AC交流电转化为脉动电压(配图1和2中的“3”);下一步需要对脉动电压进行滤波，通过电容完成，然后将经过...[][][][][][][][][][]
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